3．电流补偿法减小电机的转矩脉动

由于在低速大负载运行时，电机的旋转反电势很小，西安电机厂为了使电机的相电流不超过允许的最大值，PWM 占空比通常比较小，这使得换相后新的相绕组电流上升缓慢。图3 中是电机换相时的电流仿真波形。电机两相之间的电感为Lm=0.4mH,内阻Rm=0.28 欧姆（实际电机的参数）。采用AOS（万代半导体）生产的AOT460 MOSFET 进行仿真。MOSFET 的PSPICE模型采用level3 等级。由图3 中可以看出，如果PWM 占空比为30%，则电流由零上升到30A 需要约1.3ms。这与图2a 中实测的波形相仿。为了使换相后电流迅速上升，我们可以使换相后PWM 占空比为100%来对电流进行补偿，直到电流上升到换相前的电流值，这样可以使换相电流的波动尽可能的小，时间尽可能地短。由仿真波形中I2 可以看出，电流上升到30A 的时间小于300us。

4．控制系统的设计

如何精准控制换相后的补偿电流，即如何精确控制PWM100%占空比的时间是超静音控制器设计的关键！这就要求控制系统的MCU 具有以下的特点：

1) 有很快的A/D 转换速度，能够在换相后连续快速采样；

2) 能够在PWM 的开通期间特定时刻触发A/D 采样；因为在PWM 逆变器带感性负载的控制系统中，由于系统的一些寄生参数导致PWM 在开通和关断期间电机的相线上出现振铃（如图4 所示），这些振铃会耦合到A/D 采样的回路中，因此我们应避开在PWM 开关过程中进行A/D 采样。如果我们在PWM 开通期间的中点触发电流采样，我们将会得到电流的平均值，这将有利于我们对电流补偿的控制。

事实上，找到这样的MCU 并不难，譬如英飞凌的马达专用控制芯片XC866，CYPRESS 的片上可编程控制芯片CY8C24533 等。XC866 的A/D 转换速度可以达到2us 以内，加上程序的执行时间，一次A/D 转换需要的总时间在8us 以内，以这样的时间间隔来判断电流补偿是否完成已经足够。CY8C24533 是CYPRESS 专为电机控制开发的带高速A/D 的芯片，其SAR8 转换速度可以达到3us 以内，加上其自动对齐触发A/D 模式，可以在PWM 的任意时刻触发电流A/D 采样，我们也很容易实现对电流的精准控制。

图2b 是采用XC866 控制芯片的系统在经过上述方法优化后测得的换相电流波形，由图2b 可以看出，换相时的电流脉动基本消除，直流电机的相电流基本接近方波。用了这套控制系统的电动车，起步加速以及运行时的电机震动已基本消除，实现了超静音控制器的设计。